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  通過驅動ADC實現(xiàn)優(yōu)化的混合信號性能，這是一大設計挑戰(zhàn)。圖1所示為標準的驅動器ADC電路。在ADC采集期間，采樣電容將反沖RC濾波器中指數(shù)衰減的電壓和電流。混合信號ADC驅動器電路的最佳性能受到多個變量影響。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數(shù)、驅動阻抗，以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時間內相互作用，導致產生采樣誤差。采樣誤差隨著ADC位數(shù)、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。

  標準ADC驅動器具有大量實驗數(shù)據(jù)樣本，可用于可靠的設計流程。但缺乏實驗數(shù)據(jù)來引導進行驅動ADC的低通濾波器設計。本文介紹集成模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅動器的LPF驅動器電路(參見圖2)。表1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實驗室數(shù)據(jù)和分析旨在引導說明，給出圖2所示的電路的時間和頻率響應限值。

  表1.圖2所示電路的性能變量

  實驗室數(shù)據(jù)和分析

  信噪比(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統(tǒng)動態(tài)性能的兩個重要參數(shù)。能否實現(xiàn)最佳性能，取決于ADC和信號調理級的組合，在本文中，后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖2所示的LPF驅動器電路的–3dB帶寬和建立時間會有所不同，有關SNR和THD的測量值，請參見表2至表5。本文將會探討受測變量和這些變量對系統(tǒng)性能的影響。

  低通濾波器–3dB帶寬

  比較信號帶寬為1MHz與2MHz和0.5MHz時系統(tǒng)的性能。當–3dB點分別為558kHz、1MHz、和2.3MHz，其性能如表2所示。將截止頻率降低至558kHz，LPF噪聲帶寬隨之降低，但SNR提高。將截止頻率增大至1MHz或2.3MHz，LPF驅動器建立時間縮短，THD降低。

  圖1.標準ADC驅動器和RC濾波器。

  圖2.LPF驅動器和ADC電路。

  表2.R=750Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

  更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率。使用C電容來設置截止頻率時，LPF驅動器THD更低;R電阻值降低，有助于略微改善SNR;如表3所示。

  表3.R=412Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

  LPF的RQ電阻可設置時間響應。RQ越高，過沖越大，建立時間越長。RQ越低，過沖越小，建立時間越短。圖3顯示使用150?和75?RQ電阻時對應的LPF瞬態(tài)響應。我們測試了使用不同的RQ時LPF驅動器的性能，測試結果如表4所示。

  圖3.不同的RQ值對應的過沖和建立時間。

  表4.不同的RQ值對應的LPF驅動器性能

  根據(jù)實際測量得出的數(shù)據(jù)，使用75?和150?RQ對SNR和THD性能沒有明顯影響，只是影響過沖和建立時間的一個因素。

  ADC采樣速率

  表5中的數(shù)據(jù)顯示，如果使用LTC2387-18，在10MSPS時系統(tǒng)的THD性能低于15MSPS時(在10MSPS時，圖2中的RC驅動器電容C3和C4的值為180pF)。

  注：在10MSPS時，LTC2387-18和LTC2386-18的采樣時間分別為61ns和50ns。

  表5.采樣速率為10MSPS和15MSPS時的LPF驅動器性能

  RC濾波器

  驅動器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬，確保實現(xiàn)寬帶寬低噪聲，且實現(xiàn)更優(yōu)的信噪比。RC數(shù)值決定–3dB截止頻率。降低R有時可能導致響鈴振蕩和不穩(wěn)定。增大R會增大采樣誤差。使用更低的C值，會導致更高的電荷反沖，但充電時間更快。使用更高的C值，可以降低電荷反沖，但充電時間會變慢。此外，設置RC值是確保在給定的采樣時間內獲取穩(wěn)定樣本的關鍵。使用數(shù)據(jù)手冊的推薦值和精密ADC驅動器工具給出的建議值會是一個非常不錯的起點。

  精密ADC驅動器工具是一款綜合工具，可以幫助預測在驅動器和ADC之間使用不同的RC值系統(tǒng)的性能?？梢允褂眠@款工具檢查的參數(shù)包括電荷反沖、采樣誤差和采樣時間。

  使用25?和180pFRC實現(xiàn)更低的–3dB截止頻率時，輸入信號建立時間和電荷反沖會受到影響。要實現(xiàn)更低的–3dB截止頻率，并確保輸入信號在采集時間內正確建立，我們可能需要使用更低的采樣速率。根據(jù)LTC2387-18數(shù)據(jù)手冊，采樣時間通常是周期時間減去39ns。在15MSPS使用LTC2387-18時，采樣時間為27.67ns，在10MSPS使用此器件時，采樣時間為61ns。

  圖4.使用不同采樣速率時的電荷反沖、RC_Tau、采樣時間：(a)15MSPS采樣速率，LTC2387-18使用建議的RC值(25Ω和82pF)，(b)15MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值(25Ω和180pF)，(c)10MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值(25Ω和180pF)。

  借助精密ADC驅動器工具，圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時對應的反沖差值和RC時間常數(shù)(Tau)，以及采樣速率為10MSPS和15MSPS時的采樣時間。圖4a顯示LTC2387-18在15MSPS采樣速率下，使用推薦RC值(25?和82pF)時的建立響應。圖4b顯示在C為180pF時，得出的RC時間常數(shù)更高，這導致在15MSPS采樣速率、27.6ns采樣時間內輸入信號無法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值(25?和180pF)，但在使用10MSPS采樣速率、采樣時間增加至61ns之后，信號能夠建立。

  LPF驅動器電阻選擇

  可以通過更改R或C來實現(xiàn)LPF驅動器的–3dB截止頻率。電阻噪聲是系統(tǒng)總噪聲的組成部分。根據(jù)噪聲計算公式，從理論上來說，降低電阻值可以降低電阻噪聲。為了進行驗證，我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅動器R，分別是750?和412?。從理論來說，R更低時得出的SNR應該更佳，但從實際獲得的數(shù)據(jù)來看，如表2和表3所示，SNR并無很大改善，相反，這會對THD性能產生更大影響。

  LPF電阻(圖1中的R)越低，放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時，運算放大器的輸出電流高于最大線性驅動電流。

  放大器驅動器選擇

  在選擇要使用的ADC驅動器時，實現(xiàn)器件最佳性能所對應的規(guī)格至關重要。我們使用兩個ADC驅動器來收集數(shù)據(jù)，分別是ADA4899-1和LTC6228。這些ADC驅動器非常適合用于驅動LTC2387-18，后者用于進行實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規(guī)格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動能力。根據(jù)已完成的測試，從THD和SNR這兩個方面來看，ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略。

  LPF設計和應用指南

  圖5顯示LPF電路。5個相同電阻(R1至R5)、1個用于調節(jié)LPF時間響應的電阻(RQ)、2個相同的接地電容(C1和C2)，以及1個數(shù)值為接地電容1/10的反饋電容(C3)，這些器件構成了LPF無源組件(±1%電阻和±5%電容)。

  圖5.LPF電路。

  簡單的LPF設計流程(注1)

  R1至R5=R，C1和C2=C。

  要盡量降低失真，電阻R1至R5的值必須在600?至750?范圍內。

  設置R=750?

  C=1.5E9/f3dB(最接近標準的5%電容pF)，f3dB為LPF–3dB頻率(注2)

  例如：如果f3dB為1MHz，那么C=(1.5E9)/(1E6)=1500pF

  C3=C/10

  RQ=R/5或R/10(注3和4)

  注1.簡單的濾波器設計只需要一個計算器，無需使用非線性s域公式。

  注2.如果R=619?，那么C=1.8E9/f3dB，f3d B為LPF–3dB頻率。

  注3.RQ=R/5，用于實現(xiàn)最大阻帶衰減，RQ=R/10，用于實現(xiàn)低過沖和快速建立時間。采用RQ/5和RQ/10時，在10×f–3dB時，阻帶衰減分別為–70dB和–62dB。

  注4.如果RQ=R/10，–3dB頻率比RQ=R/5時低7%，也就是說，R1至R5等于RQ/5時R的0.93。

  注5.LPF驅動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1''或更低。

  注6.LPF運算放大器的VCC和VEE分別為6V和–1V，輸出線性電壓擺幅為0V至4.098V。

  結論

  根據(jù)表2至表5的SNR和THD數(shù)據(jù)，我們可以了解圖2所示電路的性能。通過增大電容來降低LPF帶寬，這會增大SNR(降低LPF噪聲帶寬)。LPF帶寬越低，失真程度越高(因為LPF建立時間比實現(xiàn)最低采樣誤差所需的時間長)。此外，如果LPF電阻值太低，THD會隨之降低，因為LPF運算放大器需要驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻(運算放大器輸出電流更高時，失真程度降低)。

  LTC2387-18ADC采用10MSPS采樣頻率時，LPF通帶必須為1MHz或高于1MHz，以盡可能降低THD。將LPF設置為1MHz，是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協(xié)。

  設計參考：ADI的精密ADC驅動器工具

  精選器件_運算放大器

  精選器件_模數(shù)轉換器